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PWM模式升压转换器的降压转换概念

楼主 DC 于 2006-05-11 23:33:40

PWM模式升压转换器的降压转换概念

来源：TI
作者：Christian V. Schimpfle 与 J¨org Kirchner

摘要：即使在输入电压超过输出电压情况下，我们仍可用新型的区域高效方法来调节升压转换器的输出，我们在此介绍的就是这种方法。我们不用 LDO 就可实现下降转换 (down conversion)，而且不像 SEPIC 或其他非反相升降压转换器那样，需要额外的电感线圈及电容器。此概念建立在 PMOS 类型同步整流器的背栅 (back-gate) 控制基础之上，可避免电路在所谓"下降模式"下工作时的基底二极管正向偏置。转换器采用 10 引脚的 MSOP 封装，只需要一个外部电感器与电容器。输出电压调节范围在 1.8V 至 5.5V 之间，输出电流最大可达 200mA。在持续升压模式下工作时，效率超过 85%，而且可上升至 95%。在下降模式中，效率通常在 55% 至 75% 之间。我们实施可选的节电或节电模式，则可提高轻负载的效率。

引言
目前的电池供电便携式电子产品需要高效的电源解决方案，以满足高度集成的系统延长电池寿命并降低散热问题的要求 [5]、[4]、[1]。另一方面，对于一个或多个电池提供的大范围输入电压，电源的输出电压应保持恒定。
例如，我们假定双节碱性电池、NiCd 电池或 NiMH 电池供电的系统所需的电源电压为 2.8V，通常一节新的碱性电池可提供 1.6V 至 1.65V 的电压，两节串联时则可提供 3.3V 的电压。图 1 显示了两节碱性电池串联在升压转换器电路输入处无负载以及阻性负载约为 33Ω 时的放电情况，至少在 90% 的寿命中，电池电压都低于 2.8V。在此区域中，升压转换器将是最佳选择。但由于新电池提供高达 3.3V 的较高电压，因此我们在此情况下用标准的升压转换器无法生成正确的输出电压。
生成所需的 2.8V 输出电压的一种可能方法就是采用类似 SEPIC 或 Cuk 转换器的升降压转换器 [2]、[3]，它可提供降压转换，直到电池放电至每节 1.5V 的额定电压为止，然后再进行升压转换，直到电池放电达到转换器可接受的最低输入工作电压为止。上述电路的主要缺点在于，至少需要两个电感线圈及一个额外的电容器。
升降压转换器的输出功率计算如下：
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其中，IL,Peak 是电感峰值电流，而 Vpeak=Vout+Vin，D 为占空比。在 D=0.5 且 Vout=Vin 时最大输出功率 Pout=Pout,max。对升压转换器而言，输出功率计算如下：
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在 D=1 且 Vout=Vin 时 Pout=Pout,max。从方程式 (1) 与 (2) 中，我们可以得出对于升压转换器 Pout,max=IL,PeakVpeak，而对于升降压转换器 Pout,max=0.25IL,PeakVpeak。这就是说，对于限制因素 IL,Peak 与 Vpeak 值相同的情况而言，升降压转换器只能提供升压转换器最大输出功率的四分之一。
另一种方法就是采用带有前 (preceeding) 升压转换器级的低压降稳压器 (LDO)，它为 LDO 提供的输入电压超过所需的 LDO 输出电压（本例中为 2.8V），超出值至少为整个电池寿命中的下降电压。一旦电池电压降至低于 2.8V，则简单的升压转换器将是更为有效的解决方案。
本文提出了升压转换器的一种概念，即使在输入电压高于输出电压时也能将输出电压调节至其额定值。我们通过同步整流器与占空比的具体控制来实现这一点，而且既不需要额外的电感器或电容器，也不需要 LDO。
本文的结构如下：第二节介绍电路结构及不同的操作模式，第三节介绍控制策略，第四节介绍芯片实施测量的结果，最后第五节则作出一些结论性评述。
电路结构
图 2 给出了升压转换器的电路结构。芯片上的集成部分（虚线框内）包括带有同步整流器的升压转换器标准拓扑，以及 MOS 开关的背栅控制与电压模式控制单元。
对于同步整流器，我们采用了低损耗 PMOS 晶体管。PMOS 的背栅可在 Vout 与 SW 节点间切换。启动时 Vin≥Vout，背栅连接至 SW 节点，而 PMOS 则作为电流源为 Cout 充电，使 Cout 约等于 Vin。让 Vout,nom 达到额定输出电压，如果 Vin≤Vout,nom，则转换器切换为升压模式，否则 Vin≥Vout,nom，电路将在降压模式下工作。
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A. 升压模式
在升压模式中，PMOS 开关的背栅连接至 Vout。PMOS 栅在 Vout 与 0V 之间切换，当 NMOS 接通 (ton) 时切换到 Vout，当 NMOS 关闭 (toff) 时切换到 0V。我们假定交换开关是理想的，那么升压转换器占空比的一般计算方程式则为：
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         图 3 显示了升压模式的等价电路，升压转换器的平均电感电流为：
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如果最低电感电流如图 4 所示刚好达到零，则峰值为：
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在此条件下，一个时钟周期内的平均电感电流计算如下：
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对较轻负载而言，电感电流可能为负；为了避免一段时间内电流从输出通过 PMOS与电感器流回到 Vin，只要 Vout 在可接受的容限内，电路就开始在节电模式下工作。这就是说，转换器不是在效率较低的不连续模式下工作，而是切换到空闲状态，此时 NMOS 与 PMOS 都不导电，而且为了降低功耗大多数功能块都完全关闭，从而提高了效率。一旦输出电压降至低于预定的容限电平 Vout,low 时，转换器就再次开始工作。从方程式 (4) 及 (6)，我们可得出节电模式的条件：
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B. 下降模式
下降模式的条件可简单表述如下：
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在启动阶段，只要 Vout 还未达到额定值，下降模式就必须禁用。图 5 显示了下降模式的等价电路。请注意，如果 PMOS 在 NMOS 关闭时像在标准升压模式一样接通，则 SW 处的电压为 Vout，而且在电感器上将出现值为 Vin-Vout 的正向压降，这样，电感器中的电流将上升 ΔIL=L·(Vin-Vout)。这就是说，IL 在 NMOS 开关接通时以及关闭时都会上升，这样 PWM 模式 DC-DC 转换器的"等伏秒 (equal volt-second)"条件被打破。在此情况下，电感器电流会上升，直到 Vout≥Vin 为止。
因此，我们必须保证 PMOS 交换开关在下降模式中始终保持关闭。为了实现这一目的，PMOS 栅如图 5 所示固定为 Vin。如果像升压模式那样通过将栅设置为 Vout 电平从而关闭 PMOS，则一旦 Vin 超过 Vout 的值达到 PMOS 阈值电压 VT,p 时，晶体管就会打开。
在下降模式中，PMOS 的背栅引脚 BG 不能再像上升模式那样接至 Vout，因为背栅二极管会正向偏置为 Vin-Vout>Vd，这里的 Vd 是二极管电压，约等于 0.7V。背栅控制马上将 PMOS 背栅从 Vout 断开，确保背栅二极管不会进行正向偏置。当 NMOS 开关接通下降模式时，PMOS 的背栅由另一个小 PMOS 器件 (M3) 固定为 Vout。图 6显示了背栅控制电路中切换开关的可能实施情况，它包括两个用作切换开关的 PMOS 晶体管。启动过程中当 Vout<Vin 时，晶体管 M1 将 BG 与 SW 相连，而晶体管作为电流源工作，为输出电容器充电。在升压模式中，晶体管 M2 将 BG 与 Vout 连接，这里的信号 DM="0"，表示下降模式处于非工作状态。将 M2 的背栅连接至 BG 可确保 M2 的背栅二极管在下降模式中不会正向偏置，且不会存在通过背栅的电流。这样，晶体管 M1、M2 及 M3 与较大的 NMOS 及 PMOS 相比就可保持较小。
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在连续升压模式中，SW 处的电压在 0V 与 Vout 之间变化；在下降模式中，PMOS 在NMOS 关闭期间不会主动打开，这时 SW 电压会在 0V 与 Vin+VT,p 之间切换。下降模式活动时，转换器可以连续模式或节电模式工作，节电模式的条件与前面方程式 (7) 描述的一样。图 7 显示了从升压模式转换为下降模式时 SW 电压的示波器曲线。在两种模式下，转换器都不断切换。当 Vin 约等于 Vout 时，NMOS 打开时非常短，以致于有些脉冲（NMOS 开关操作）被跳过，这时升压与下降模式的中断由控制生成。
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电压模式控制方案
上述转换器的稳压输出建立在固定频率电压模式控制基础之上。对于升压模式而言，方程式 (3) 给出了占空比控制算法，该算法的实施自动控制 NMOS 关闭时间 toff，因此占空比包括两块：电流生成器及计时器单元。在升压模式中，电流生成器块生成的电流与 Vout 成正比，它还为 RC 振荡器提供参考电压，该振荡器在一定时间间隔 (T=RC) 上生成时钟脉冲。在计时器中，电容为 C 的电容器每隔一段时间 T就放电至 Vin，并从电流生成器放电，电流量为 I。为提高精确度，放电电流由误差信号放大器进行调节。电容电压与固定电压电平（对于理想的 MOS 开关而言就是接地电平）进行比较，一旦电容器放电至此电平，则比较器会生成脉冲，表示 NMOS 关闭时间终止而 NMOS 开关打开，振荡器下一次发出时钟脉冲时它又将关闭。
我们下一步将更加详细地介绍下降模式的控制算法。对于下降模式操作，查看图 5根据等伏秒原则也可得出占空比。在忽略 NMOS 与 PMOS 开关电阻损耗的情况下，NMOS 接通与关闭时间内电感器上的电压计算如下：
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应用等伏秒原则，计算如下：
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对于固定频率 f=1/T，调节 NMOS 关闭时间的计算公式为：
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这就可得到 (10) 所需的占空比。
图 8 从原理上介绍了下降模式中关闭时间控制器的功能。电流生成器块提供的电流与 Vin+VT,p 成正比。在计时器中，电容器 C 每隔一定间隔 T=RC 就充电至 Vin，并从电流生成器以 I=(Vin+VT,p)/R 的电流放电。简单的比较器随后在 toff 的时间间隔上生成脉冲。显然，振荡器的 R 及 C 都必须分别与电流生成器中的 R 以及计时器中的 C 相匹配。为了获得所需的精确度，误差信号放大器提供电流 Ierr，它来自与 |Vout-Vnom| 成正比的误差信号，这里的 Vnom 是所需的额定输出电压。请注意，只有电流生成器操作在升压与下降模式中有差异，而控制器的所有其他部件在两种模式中功能都相同。
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实验结果
上述转换器的芯片实施采用一至三节碱性电池或 NiCd/NiMH 应用，如因特网音频播放器或 PDA 等。输入电压范围从 0.9V 到 5.5V 不等，输出电压可在 1.8V 到 5.5V之间调整。
从理论上说，Vin 可任意大于 Vout；从实际上讲，我们必须考虑到下降模式中 PMOS 开关的较大功耗。下降模式中 PMOS 上的压降为 Vin+VT,p-Vout，PMOS 功耗可计算如下：
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根据芯片环境的热阻，我们可就给定的 Vout 与 Iout 计算出最大容许 Vin，在实际应用中这一点必须考虑到。对于这里给出的测量数据，Vin 超过 Vout 的值限制在最大 1.5V。
转换器最有趣的参数之一就是其效率。这里的测量数据是在输出电压固定的情况下获得的，输入电压与负载电流是变化的，从而可确定各种各样的可能工作点以及所有不同模式的效率。所有给出的测量数据都在 25℃ 上获得。
在图 9 显示了节电模式禁用情况下的三维效率示意图。输出电压为 3.3V，我们可清楚地看到升压模式与下降模式的临界线。在升压模式中，高于约 20mA 的负载电流的效率高于 90%。
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对于更低的负载，随着电感器电流在某些时间内变为负且从输出流回到输入，效率持续下降。请注意，这里没有不连续模式，该模式下 IL 会保持为零而不会降至负值。在下降模式中，其效率与上升模式相比有明显的差距，这是由 PMOS 通道内的电阻损耗造成的；由于转换器始终允许进入节电模式，因此低负载情况下的效率要高于节电模式禁用的升压模式。
如果启用节电模式，那么效率分布就要平滑得多。图 10 显示了输出电压为 3.3V情况下的另一个三维示意图。对于轻负载而言，转换器暂时进入空闲状态，此时大多数内部块都与电源断开，NMOS 与 PMOS 都关闭。我们给出负载最大高达 250mA 情况下的效率示意图，该图还显示了 Vin=Vout 时的触发阶跃 (striking step)。但是，下降模式的效率仍在 55% 到 72% 的范围内。
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图 11 给出了不同输入电压情况下转换器的负载调节。在如图所示情况下，3.3V 的额定输出电压误差保持在 -0.6% 到 1.1% 之内。控制环路经过精心设计，可在误差不超过正负 1.6% 的精度内调节 Vout，如果考虑到不匹配的情况，那么可确保总精确度在正负 3% 的范围内。
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结论
本文介绍了一种新的低功耗 DC-DC 转换器概念，它带有降压转换选项，不需要额外的电感器或电容器，也不需要 LDO。这一概念针对的应用是那些所需电源电压略低于电池完全充电时所提供电压的情况。一旦电池放电到低于所需的额定电源电压，则转换器将作为标准的升压转换器工作。新的下降转换模式需要对电源 PMOS 器件的背栅进行专门控制，其作为同步整流器工作。一旦 Vin 超过 Vout，则 PMOS 将连接栅极至接地，就不再主动打开，这保证了电感器上的电压在电源 NMOS 开关关闭时间内为负，这样等伏秒的原则仍然适用。在这种模式下，PMOS 通道的电阻损耗大于标准的升压模式，因此效率要低一些；此外，Vin 超过 Vout 的最大值不仅受到工艺技术电压性能的限制，还受到 PMOS 器件周围环境热阻的限制。
这里所给概念的芯片实施采用 MSOP10 封装，带有散热焊盘 (pad)，即使在最差条件下也允许 Vin 比 Vout 高 1.5V。测量数据显示，升压模式中的效率通常大于 90%，并可升至 95%；在下降转换模式中，效率在 55% 到 75% 的范围内。由于上述转换器具备下降转换的功能，因此对于各种各样的电池供电应用而言它在占用面积、成本以及功率方面都是高效的解决方案。

参考文献：
[1] R.W. Erkison 与 D. Maksimovic 编写的《电源电子设备基础》，Kluwer Academic Publishers 于 2001 年出版。
[2] D. Maksimovic 与 S. Cuk 编写的《用较宽的 DC 转换范围切换转换器》。HFPC会议论文集，Seiten 217-225，1989 年 5 月。
[3] R. P. Massey 与 E. C. Snyder 编写的《高压单端 Dc-Dc 转换器》。IEEE 电源电子专家大会论文集，Seiten 156-159，1977 年 6 月。
[4] R. D. Middlebrook 编写的《电源电子产品：新兴行业》。IEEE 电路与系统国际研讨会论文集，1981 年 4 月。
[5] R. D. Middlebrook 编写的《电源电子产品：拓扑、建模及测量。IEEE 电路与系统国际研讨会论文集，1981 年 4 月。

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