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仪表放大器的正確使用方法[推荐]
摘自:EDN
作者:Charles Kitchin及Lew Counts,Analog Devices

 儀表放大器的正確使用方法
將現實世界的訊號連到儀表放大器時所應避免的一些常見應用問題。

儀表放大器(instrumentation amplifier)被廣泛地應用在現實世界中的資料截取。然而,設計工程師在使用它們時,卻經常會出現不當使用的情形。具體來說,儘管現代儀表放大器具有優異的共模抑制(common-mode rejection,CMR),但設計工程師必須限制總共模電壓及信號電壓,以避免放大器內部輸入緩衝的飽和。不幸的是,設計工程師經常忽略此一要求。
其他常見的應用問題則是由以下因素所引起的,包括以高阻抗源驅動儀表放大器的基準端;在增益很高的情況下來操作低供應電壓的儀表放大器電路;儀表放大器輸入端與交流耦合,但卻沒有提供直流對地的返回路徑;以及使用不匹配的 RC 輸入耦合元件。

儀表放大器快速入門
儀表放大器是具有差分輸入和單端輸出的閉環增益電路區塊。儀表放大器一般還有一個基準輸入端,以便讓使用者可以對輸出電壓進行上或下的位準移位(level-shift)。使用者還可以一個或多個的內部或外部電阻來設定增益。
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圖 1 是一個橋式前置放大器(bridge-preamplifier)電路,這是一種典型的儀表放大器應用電路。當檢測到訊號時,該橋式電阻(bridge-resistor)值即改變,使得橋的平衡被破壞,而引起它的差分電壓改變。此一信號輸出即是差分電壓,它可以直接連接到儀表放大器的輸入端。另外,在零信號(zero-signal)情況下,在兩條線路上也都會出現恆定的直流電壓。在這兩條輸入線路上的直流電壓是相同的,或是共模的。

正常情況下,儀表放大器會抑制共模直流電壓,或同時出現在兩根線上的任何電壓,如雜訊和嗡嗡聲(hum),而放大兩線間電壓差距的差分訊號電壓。

CMR:運算放大器與儀表放大器的對比
對許多應用來說,要從雜訊、嗡嗡聲或直流偏移電壓背景中提取出微弱的信號,CMR 特性非常重要。運算放大器和儀表放大器都具有某種 CMR 特性。但是,儀表放大器能阻止共模信號出現在放大器的輸出端。而運算放大器雖然也有 CMR,但共模電壓通常會以單一增益(unity gain),隨著信號傳送到輸出端。
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圖 2 是一個連接到輸入源(橋式感測器)的運算放大器。該橋輸出(bridge output)騎乘在一共模直流電壓之上。由於運算放大器的輸出端與結合點之間有外接的回饋電路,+ 輸入端(+ input)的電壓與 – 輸入端(– input)的相同。因此,運算放大器在理想情況下,其輸入端為 0V。於是,對於 0V 的差分輸入電壓,運算放大器的輸出電壓必定為 VCM。

在實際應用中,運算放大器的閉環增益可以放大訊號,而共模電壓只接收單一增益。這種增益上的差別降低了共模電壓在信號電壓中所占百分比。但是,共模電壓還是出現在輸出端,而由於它的存在,縮小了放大器可用的輸出擺幅。基於許多理由,任何出現在運算放大器輸出端的共模直流電壓或交流信號都極不受歡迎。
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圖 3 是一個常用的三運算放大器儀表放大器電路。現今如 Analog Devices 的 AD8221這樣的儀表放大器 IC,一般也包括所有這些器件。由於採用運算放大器,儀表放大器電路的輸入緩衝級 A1 和 A2 可以將信號電壓放大,而共模電壓則只收到單一增益。但是,現在每個緩衝器的輸出端同時驅動一個減法器電路 A3,它只讓差分電壓通過,並且有效地抑制任何共模電壓。
當直流共模輸入電壓使得單電源的儀表放大器電路不能工作時,一個會影響由三個運算放大器配置成之單片器件的問題就會發生。設計工程師經常會選用單電源儀表放大器,所以它們便可利用單一的低壓電源來工作。但接下來他們就遇到麻煩了。
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以一個利用單 5V直流單一供應電壓工作的的儀表放大器橋式電路為例(圖 4)。很多設計工程師只是簡單地將儀表放大器的基準輸入端 VREF 接地,就像雙電源工作情況那樣。

在這個簡化的案例中,利用一個採用等值電阻的橋電路,緩衝器的(零信號(zero-signa))輸出(A1 和 A2)均為 2.5V 直流。這種情況發生的原因是,因為儀表放大器的緩衝器是以共模電壓的單一增益來運作。由於兩個緩衝器都將相同的 2.5V DC 加到儀表放大器的輸出減法器上,減法器會試圖擺向 0V。事實上,即使具有良好“軌至軌”效能的放大器也不能一直擺到負電源(在此一案例中,“接地”或 0V),所以一個明顯的錯誤早就存在了。顯然地,試圖向儀表放大器信號輸出負值擺動的任何電阻橋信號都不會有任何結果。此時電路基本上已經沒有功能了,而一位粗心大意的設計工程師可能會很容易地忽略此一問題,因為在沒有共模電壓時,儀表放大器的輸出看起來沒有什麼異樣。
解決此一常見問題的辦法是在儀表放大器的基準端加一個2.5V的半供電電壓(half the supply voltage),這樣,A3 的輸出就會確定在供電電壓的中間。於是該輸出可以在這個中間電壓的上下擺動。當然,在這種情況下,低電壓、單電源電路的動態範圍一般要低於雙電源供電的情況。
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當低供應電壓及高放大器增益使得儀表放大器電路失效(inoperative)時,就會出現類似的問題。當儀表放大器在很高的增益(如1000)工作時,這是非常常見的(圖 5)。此時,10 mV p-p 的輸入電壓乘以一個 1000 的增益,可以在兩個輸出端 A1 和 A2 之間會產生一個 10V p-p 的信號。當使用 ±15V 電源時,這不是問題。但當電路用單 5V 甚至雙 5V 電源供電時,儀表放大器就無法工作了。並且,如果電路中原來就有高直流共模電壓的橋式放大器,將更增加複雜性。
使用單片 IC 的使用者無法利用到緩衝輸出端 A1 和 A2,而只能看到最終輸出端的情況,即 A3 輸出端。再者,這種情況產生的嚴重設計問題是無法探測到的,有時只有當產品在交付使用後才會發現。

另外常見的應用問題是源自於利用低單一供應電壓作業,並採用標準的非軌至軌器件(standard, non-rail-to-rail device)。像 Analog Devices AD623 這樣的高品質軌至軌儀表放大器的輸出擺幅向上可以到正電壓軌 0.5V之下,向下可以到接地 0.01V之上。它的輸入電壓範圍也相似。此時,放大器的輸出擺幅幾乎與供電電壓相等。因此,當使用單 5V 電源時,放大器的輸出擺幅大約為 4.49V。不幸的是,有些設計工程師忘記了放大器的餘量問題(headroom),在設計中使用了標準的非軌至軌產品。即使是一個很好的雙電源儀表放大器,其輸出擺幅也只是在兩個軌之間約 2V 以內。因此,當使用單 12 V 電源,儀表放大器的輸出以 6V 為中心時,軌至軌放大器的擺幅可以為 ±5.5V,而標準產品則可能只有 ±4V 的輸出擺幅(11V p-p 與 8V p-p之比較)。
另外,當設計工程師試圖用高阻抗源驅動儀表放大器的基準端時,也會出現一些應用問題。在多數常見儀表放大器中,基準輸入端的典型阻抗值為 20 至 125 kΩ。如果使用像運算放大器這一類的低阻抗源來直接驅動基準端,就不會有問題。但經常有設計工程師粗心大意地把一個電阻分壓器當作一低成本的比例輸出(ratio-metric)基準源,最終就會產生嚴重的錯誤(圖 6)。
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在一個典型的三運算放大器儀表放大器中,基準輸入端是輸出減法器電路的一部分。它本身的輸入阻抗是固定的,近似等於 RREF1 與 RREF2 之和,通常是 2×RREF。在基準端與公共地之間外接電阻 R2 會使 A3 減法器失去平衡,造成 CMR 誤差。一種可以儘量減小此一問題的辦法是將 R2 的值降低到大約為 RREF1 與 RREF2 之和的 0.1%(對 60 dB CMR而言)。但是,對於 10 kΩ 的 RREF 和 RREF2 (總輸入 Z 為 20000Ω),R2 要求是 20Ω。但這麼小的電阻會在分壓網路中無謂地消耗掉大量電流。另外,還有 RREF1 和 RREF2 與 R2 的分流問題,這會造成基準電壓的誤差。

這些問題綜合起來,就會為採用運算放大器緩衝器驅動基準端提供一強而有力的論據(圖 7)。運算放大器有低的輸出阻抗(通常小於 1Ω),因而不會產生明顯的 CMR 誤差。注意,本應用中採用兩個 1% 的電阻,由於電阻不匹配產生的增益誤差最大為 2%。
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由於直流 CMR 的限制,以及很多電路並不需要真正的直流回應,於是誘使設計工程師在儀表放大器電路的輸入採用交流耦合。一種常見的錯誤方法是簡單地在每個儀表放大器輸入端串接一個適當值的電容(圖 8)。
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同樣的,由於單片式儀表放大器是一個完整封裝的 IC,使用者經常不清楚裡面的結構。因此,採用這種“懸浮(floating)”輸入連接的儀表放大器沒有直流基準。輸入偏置電流會對交流耦合電容(C1 和 C2)充電,直到它們超過輸入共模電壓為止。換句話說,根據不同方向的輸入偏置電流,電容會充電到供電電壓或低至接地電壓。在採用 FET 輸入器件和大容量電容時,可能要花幾分鐘時間儀表放大器才會停止工作。一次常規的實驗測試可能無法發現問題,因此,完全避免問題出現就很重要。但幸運的是,對雙電源作業而言,有一種簡單的解決方法:只要在每個輸入端與地之間各加接一個大阻抗值的直流返回電阻(dc return resistor),如圖 9。這樣,兩個輸入端都有對地的直流基準,只有受到輸入信號驅動時才會變化。
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對於單電源供電的儀表放大器,交流耦合更複雜一些,一般需要在每個輸入端加一個直流共模電壓 VCM(圖 10)。這是一個必要的步驟,因為儀表放大器的輸出不能擺到負供電電壓以下(在此一例子中,就是接地)。如果儀表放大器輸出電壓要向下再擺幾個毫伏,信號就會被截割(clipped)。

為 VCM 和 VREF 選擇合適的電壓值是下一個要考慮的重要設計問題,特別是在低供電電壓應用中。一般來說,將 VCM 設為預期輸入動態範圍的中間值,而 VREF 則取預計輸出動態範圍的中間值。假設預期輸入信號(–IN–(IN))為 +1V 至 –2V。此時,儀表放大器的輸入緩衝器需要向 VCM 的正、負方向擺動。因此,必須將 VCM 升到地電位以上才能滿足此一情況發生的要求。假設儀表放大器工作在單一增益,可將 VCM 設為 2V 或略高,這樣可為負方向留出一個2V的餘量。但付出的代價是正向的擺幅將不足 2V 。如果儀表放大器的增益大於 1,則修改 VCM 的設定,使緩衝器輸出端能有完整擺幅,不會被截割。
找出輸出中間值的方法也類似:估計出儀表放大器輸出擺幅的大小與方向,大多數情況下應是 VIN×gain+VCM,然後再加一個基準電壓 VREF,它即是該輸出範圍的中點。

在選擇交流耦合電路中直流返回電阻值時,要在偏置誤差與輸入耦合電容的實體尺寸和電氣容量之間作出折衷。輸入電阻值越大,所需輸入耦合電容值就越小。這樣可以同時節省成本和佔用電路板的空間。但不利之處是大阻值輸入電阻會由於輸入偏置電流而增加偏置電壓誤差。偏置電壓漂移和電阻雜訊也會增高。

如果電阻值較小,則 C1 和 C2 需要選用更大的電容值,才能提供相同的 -3 dB 轉角頻率(corner frequency)。即:F–3 dB=(1/(2πR1C1)),其中,R1=R2 和 C1=C2。

除非在交流耦合電容的每一端都有夠高的直流電壓,否則就應使用無極性(nonpolarized)電容。像電解電容這些電容在沒有適當的直流偏置情況下,會表現得像二極體。如果要使元件儘量小,可以選用 0.1μF 以下的電容。一般情況下,電容值越低,該電容的價格就越低,尺寸也越小。輸入耦合電容的額定電壓需要夠高,以防止被可能出現的瞬變輸入電壓擊穿。最後還要注意:避免使用高 K 值(高介電常數)的陶瓷電容,它可能會引入諧波失真。
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在交流耦合情況下,兩個直流返回電阻的不匹配會造成輸入偏置的不平衡(IB1–IB2),從而產生一個輸入偏置電壓誤差(圖 9)。表 1 給出了各種電路頻寬下 R、C 元件值,以及兩種輸入偏置電流下的 VOS 誤差。

作者介紹
Charles Kitchin 是 Analog Devices的硬體應用工程師。他主要負責撰寫技術出版品和開發應用電路。他已經發表了 80 多篇技術文章和設計方法、三本書、還有很多應用說明。

Lew Counts 是 Analog Devices 公司先進線性產品部的副總裁,並在 1984 年獲得 Analog Devices 公司部門科學家的最高榮譽。
[HR]
參考文獻
1. Kitchin, Charles and Lewis Counts, A Designer's Guide to Instrumentation Amplifiers, Second Edition, available free from Analog Devices at www.analog.com/analog_root/static/technology/amplifiersLinear/InstrumentationAmplifiers/designersGuide.html.
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